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電網(wǎng)畸變條件下有源電力濾波器控制技術研究
張桂紅 (武漢交通職業(yè)學院，武漢430065)
摘 要：基于電網(wǎng)畸變條件下傳統(tǒng)控制方案造成有源電力濾波器諧波補償效果不佳的問題 ，提出了一種改進的控制方案，該方案主要由改進同步鎖相環(huán)（SRF-PLL) 、改進諧波檢測方法和自適應諧振電流控制器組成。改進的同步鎖相環(huán)(SRF-PLL)利用滑動平均濾波器準確提取畸變電網(wǎng)電壓基波正序分量 ，實現(xiàn)了SRF-PLL無靜差 、高精度的跟蹤電網(wǎng)相位；改進的檢測諧波方法采用滑動平均濾波器代替低通濾波器進行直流量提取,克服了傳統(tǒng)檢測法因低通濾波器導致實時動態(tài)性不強的缺陷 ；采用PI+V PI(矢量比例積分）電流控制方案 ，實現(xiàn)了有源電力濾波器在電網(wǎng)畸變條件下優(yōu)異的電流控制性能，建立了一個5kVA三相有源電力濾波器實驗平臺 ，驗證了本文提出控制策略的優(yōu)越性 。
關鍵詞：有源電力濾波器；滑動平均濾波器(MAF) ；同步鎖相環(huán) ；諧波檢測；諧振控制
0 引言
大量非線性負載接人電網(wǎng)會造成電能質量污染 ，諸如系統(tǒng)效率不高 、功率因數(shù)低、電壓 、電流的諧波大等 ，影響到電網(wǎng)的正常運行，目前主要采用有源電力濾波器來補償電網(wǎng)的諧波和無功功率 。
目前對有源電力濾波器(active power, APF)的控制研究大都基于電網(wǎng)理想條件下進行開展的 ，在實際中，電網(wǎng)存在相位不平衡 、電壓諧波 、頻率偏差等現(xiàn)象，這都會影響APF的性能 ，因此 ，有必要開展電網(wǎng)畸變條件下的有源電力濾波器控制研究。有源電力濾波器的原理是根據(jù)鎖相環(huán)測量的電網(wǎng)電壓相位 ，利用測量算法獲得電網(wǎng)電流 ，獲得需要補償?shù)碾娏鲄⒖贾担缓罄秒娏骺刂撇呗陨煽刂菩盘柨刂朴性措娏V波器進行諧波補償 。因此,有源電力濾波器的性能主要取決于三個方面 ，一是準確檢測非理想電網(wǎng)的頻率和相位，保證后續(xù)運算和補償?shù)南辔粶蚀_性 ；二是準確檢測電網(wǎng)電流 ，準確生成需要補償?shù)碾娏鲄⒖贾担蝗遣扇∠冗M的控制算法，使得實際補償電流準確跟蹤補償電流參考值 。
在電網(wǎng)的頻率和相位檢測方面 ，同步旋轉鎖相環(huán)(SRF-PLL)檢測電網(wǎng)的頻率和相位時魯棒性較好，但是在電網(wǎng)電壓諧波較大、相位不平衡和頻率脈動的條件下，這種方法抵抗干擾的性能較差。在諧波檢測方面，傳統(tǒng)基于瞬時無功功率原理的ip-iq,檢測法在低通濾波器存在 ，導致補償?shù)膶崟r性、動態(tài)性不強 ，諧波檢測與補償精度不夠。在電流控制算法方面 ，不僅要考慮電網(wǎng)畸變對有源電力濾波器電流補償?shù)挠绊?div id="m50uktp" class="box-center"> ，還需要考慮對同步鎖相環(huán)(SRF-PLL)的影響。
本文提出了一種電網(wǎng)畸變條件下的有源電力濾波器控制結構 ，基于滑動平均濾波器的改進SRF-PLL ，有效降低在電網(wǎng)畸變條件下對電網(wǎng)頻率和相位的鎖相誤差，基于滑動濾波器的在線諧波檢測方法 ，去除低通濾波器 ，克服了ip-iq檢測法中由于低通濾波器特性導致的動態(tài)性能不強和檢測精度不好的問題，具有較好的動態(tài)性能和檢測精度 ，采用了PI+VPI頻率自適應選擇性諧波電流控制策略 ，能夠在電網(wǎng)非理想條件下保持較好性能，最后 ，搭建了5kVA三相電壓型APF來對提出的控制策略進行了實驗驗證 。
1 改進的同步鎖相環(huán)SRF-PLL研究
根據(jù)電氣系統(tǒng)的實際應用需求,有源電力濾波器的拓撲結構分為：串聯(lián)型、并聯(lián)型 、串并聯(lián)相結合3種類型 ，這3種類型也可以和無源濾波器相結合形成混合式濾波器，本文研究的APF采用并聯(lián)型結構 ，其拓撲結構如圖1所示 。
圖1 并聯(lián)型有源電力濾波器結構圖
1.1 電網(wǎng)畸變時對SRF-PLL的影響
三相無中線電網(wǎng)中，偶次諧波 、3次及其倍數(shù)次諧波分量為零 ，因此，電網(wǎng)畸變條件下的電網(wǎng)電壓可以表示為
式中：θg為電網(wǎng)相位 ；U1為基波分量峰值 ；Uh為h次諧波分量峰值，其中h = 6n±1，n = 1,2,3…。
SRF-PLL鎖相環(huán)的原理如圖2所示 ，其中d為擾動信號,GPLL(s)為PI控制器。
圖2 SRF-PLL控制原理圖
SRF-PLL鎖相環(huán)主要原理:將電網(wǎng)電壓從三相abc靜止坐標系變換到兩相dq同步旋轉坐標系 ，通過閉環(huán)控制調(diào)節(jié)q軸電壓為零，就可以檢測電網(wǎng)的相位和頻率。根據(jù)圖2可知 ，式（1)中三相電壓經(jīng)過Park變 換后為
式(2)中 ，θg為圖2鎖相環(huán)輸出的電網(wǎng)相位，那么q軸電壓為
SRF-PLL閉環(huán)控制令uq=1 ，那么根據(jù)式⑶可以求得電網(wǎng)相位的估計值為
從式(3)可以看出 ，經(jīng)過變換，三相靜止坐相旋轉坐標系中變?yōu)椋?i>h=6n次諧波，該諧波將導致式(4)檢測的電網(wǎng)相位與實 際電網(wǎng)相位之間出現(xiàn)誤差。1.2 基于滑動平均濾波器的改進SRF-PLLN階滑動平均濾波器（moving average filter，MAF)頻率響應為
式中:ω=2πfTs=2πf/fs, fs=1/Ts, fs為采樣頻率 ；Ts為采樣周期。
設fs=10 kHz, N=200,求得MAF截止頻率為f=22.60 Hz，設計截止頻率為22.60 Hz低通濾波器 ，二者的幅頻特性對比如圖3所示。
圖3 MAF和低通濾波器幅頻響應對比
從前面分析可知，三相靜止坐標系下h=6n±1次諧波在兩相旋轉坐標系中變?yōu)?i>h=6n次諧波 。由圖3可見，MAF在基波整數(shù)倍處增益為零，也就是說，對基波整數(shù)倍諧波具有非常強的衰減能力 ，當電網(wǎng)畸變造成諧波過大時，MAF能夠精確地提取基波分量 。
因此 ，改進后的SRF-PLL控制原理圖如圖4所示，與圖2傳統(tǒng)SRF-PLL相比 ，增加了滑動濾波器來消除非基波分量的諧波 ，從而使得式(4)的檢測結果θg≈θg。
圖4 改進的SRF-PLL控制原理圖 2 改進的諧波檢測方法研究
2.1 傳統(tǒng)諧波檢測方法
傳統(tǒng)采用瞬時無功功率理論的ip-iq諧波檢測方法如圖5所示 ，該檢測方法中用到了低通濾波器 ，低通濾波器決定了該諧波檢測方法的檢測精度和動態(tài)性能都會受到影響，獲得優(yōu)異動態(tài)性能，就需犧牲檢測精度為代價，反之亦然。
圖5 諧波檢測算法 2.2 新型諧波檢測方法
基于瞬時無功功率理論的諧波檢測方法不能兼顧動態(tài)特性和檢測精度。實際上 ，電網(wǎng)電流包含基波和諧波成分，經(jīng)過Park變換后，只有基波變成了直流量ip、iq，其他成分均為交流量，而一個周期內(nèi)交流分量的平均值為零，因此，同樣可以采取1.2節(jié)中的滑動平均濾波器代替圖5傳統(tǒng)檢測方法中的低通濾波器來求直流分量i1p、i1q，新型諧波檢測方法如圖6所示。
圖6 改進的諧波檢測算法
從圖3可以看出滑動平均濾波本質上為一個低通濾波器，在低頻域 ，與低通濾波器相同,在高頻域，其幅頻特性以工頻為周期波動，且在工頻的整數(shù)倍處增益為0,從而能夠很好地濾除基波整數(shù)倍的諧波，獲得精確直流分量，提高了諧波豐喉的精度。3 PI-VPI電流控制方案研究
從前文的分析可知 ，三相無中線電網(wǎng)在畸變條件下，電網(wǎng)電流在三相靜止坐標系下含有h=6n±1次諧波，變換到兩相旋轉坐標系中為h=6n次諧波，那么就需要控制補償電流無靜差跟蹤指令電流，目前在高次諧波控制方面比例諧振控制器應用比較廣泛，但是存在控制頻帶過窄，動態(tài)響應不佳的缺 點，尤其在電網(wǎng)畸變條件下可能導致APF無法正確補償，甚至注人不正確的電流會進一步導致電網(wǎng)畸變。本文采用了一種PI-VH電流控制方案，使得APF在電網(wǎng)畸變情況下能夠保持優(yōu)良的性能 ，控制系統(tǒng)由電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)組成，電壓外環(huán)采用PI控制保證直流電壓穩(wěn)定，電流內(nèi)環(huán)采用PI-VPI控制保證補償電流無靜差跟蹤補償電流指令值。PI-VPI電流控制器的傳遞函數(shù)為
式中：Kp1 、Kp1分別為PI控制的比例系數(shù)和積分系數(shù)；Kph 、Kph分別為諧振控制的比例系數(shù)和諧振系數(shù) ；h為諧波次數(shù)；ωg為基波角頻率。
由于dq變換 ，諧波分量變換在dq坐標系中為h=6n次諧波 。因此，可以在dq坐標系中調(diào)諧加次諧波，達到調(diào)諧abc靜止坐標系中h=6n±1次諧波電流的目的。取Kp1=Kph=0.5, Ki1= Krh=50可得PI-VPI控制器的bode圖如圖7所示。
圖7 PI-VPI控制開環(huán)
由圖7知 ，在頻率6n的ωg諧波也即300、600、900、1200 Hz和1500 Hz處時，PI-VPI控制器諧振增益無窮大，從而保證了在該處及其邊頻帶處的諧波能夠得到有效的調(diào)諧，保證補償諧波零誤差跟蹤補償指令。4 實驗研究
圖8為系統(tǒng)整體原理框圖，主要包括改進SRF-PLL鎖相 、改進諧波檢測、直流母線電壓外環(huán)控制和H-VPI電流內(nèi)環(huán)控制。
圖8 APF控制結構
系統(tǒng)實驗樣機主要參數(shù)如下:電網(wǎng)電壓為380 V ，電網(wǎng)頻率為50 Hz，帶整流型負載，直流電壓udc=900 V,實驗檢測方案對三相全橋整流負載所產(chǎn)生的abc靜止坐標系中的6n±1次諧波進行設計試驗波形如圖9-10所示。由圖9可知 ，電網(wǎng)畸變時，傳統(tǒng)SRF-PLL鎖相 精度較差，誤差高達9°，改進的SRF-PLL具有很好 的檢測精度,鎖相誤差小于1°;圖10(a)為采用傳統(tǒng) 諧波檢測方法的實驗波形，自上而下分別為電網(wǎng)電 流波形和APF輸出電流波形。10(b)為采用新型諧波檢測方法的實驗波形，自上而下分別為電網(wǎng)電流波形、負載電流波形和APF輸出電流波形 ，可以看出 ，新型補償后，電流波形比較光滑 ，諧波補償效果好 。
圖9 電網(wǎng)電壓畸變時SRF-PLL實驗波形
圖10 兩種控制算法下電流的變化曲線
對a相負載電流、PI控制和H+VPI控制電網(wǎng)電流進行傅里葉分析的結果見表1 ，其中負載電流的THD為26.35% ，PI控制電網(wǎng)電流的THD為5.24% ，PI+VPI控制電網(wǎng)電流THD為4.16%,可見H+VPI控制具有較好的實時補償效果。
表1 負載電流 、PI控制和PI+VPI控制電網(wǎng)電流傅里葉分析
5 結束語
本文提出一種新的有源電力濾波器的控制技術 ，主要由改進SRF-PLL鎖相技術、改進諧波檢測技術和PI-VPI電流控制策略組成 。在電網(wǎng)畸變條件下 ，該控制策略能夠精準地檢測電網(wǎng)真實相位及其需要補償?shù)闹C波，而且PI+VPI控制器在6n倍基波頻率處諧振增益無窮大 ，保證了補償電流無靜差跟蹤指令電流 。最后，通過實驗證明了在電網(wǎng)畸變條件下本文提出的方法優(yōu)于其他方案 ，補償后的電網(wǎng)電流THD約為4.16% 。
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